三、數(shù)字示波器的主要指標(biāo)

　　1.示波器的帶寬

　　帶寬是示波器最重要的一個指標(biāo)，它決定了這臺示波器測量高頻信號的能力。前面我們介紹過，示波器的帶寬主要由前端的放大器等模擬器件的特性決定。對于一般的放大器來說，其增益不可能在任何頻率下都保持一樣，示波器中使用的放大器也是如此。示波器中的放大器的工作頻點是從直流開始的，其增益隨著輸入信號的頻率增高會逐漸下降。一般把放大器增益下降-3dB對應(yīng)的頻點稱為這個放大器的帶寬，示波器的帶寬也是用同樣方法定義的。圖3.1是示波器帶寬定義的示意圖。

　　圖3.1示波器帶寬的定義

　　對于一臺標(biāo)稱帶寬為1GHz的示波器，假設(shè)輸入一個標(biāo)準的50MHz、1V峰峰值的正弦波信號，在示波器上測量到的信號幅度為A；然后將輸入信號的幅度保持不變，頻率逐漸增加到1GHz，這時在示波器上測量到的信號幅度為B。如果20lg(B/A)的計算結(jié)果沒超過-3dB(例如為-2.8dB)，這臺示波器就是合格的，否則就是不合格的。對于示波器的帶寬檢定通常使用的也是這種方法。

　　需要注意的是，-3dB是按信號功率計算的，相當(dāng)于信號的功率增益下降1/2。示波器實際測量的是電壓信號，功率與電壓的平方成正比，所以-3dB相當(dāng)于示波器電壓的增益隨著頻率的增加下降到原來的0.707倍。因此，對于一個50MHz、1V峰峰值的正弦波信號，用1GHz帶寬的示波器測量到的幅度應(yīng)該是1V左右，而如果被測信號的幅度不變但是頻率增加到1GHz，這時測量到的信號幅度可能只有0.7V左右了。

　　從前面的例子可以看出，示波器并不是對帶寬內(nèi)的所有頻率信號都保持相同的測量精度的，被測信號頻率越接近帶寬附近，測量結(jié)果的幅度誤差越大，如果這個幅度誤差超過了可以接收的范圍，就要考慮用更高帶寬的示波器進行測量。另外示波器也不是絕對不可以對超過帶寬的信號進行測量，如果被測信號的頻率只是稍微超過了示波器的帶寬，雖然信號的衰減會比較大，但大概的頻率、周期等時間信息還是比較準確的(對正弦波信號)。

　　至于具體某個頻點的衰減是多大，需要準確知道示波器的頻響曲線。一般示波器廠商在公開的場合只會提供帶寬指標(biāo)而沒有具體的頻響曲線，如果確實需要，可以通過用微波信號源配合功率計掃描得到這條曲線。

　　示波器的帶寬主要取決于前端的衰減器和放大器的帶寬，因此大的示波器廠商都有自己特有的技術(shù)來實現(xiàn)高的帶寬。以Keysight公司為例，其33GHz的示波器前端芯片采用InP(磷化銦)的高頻材料，并使用了MCM(Multi�睠hipModule)的多芯片封裝技術(shù)，打開其MCBGA(多芯片BGA)芯片的屏蔽殼后(見圖3.2)，可以看到其內(nèi)部主要由5片InP材料的芯片采用三維工藝封裝而成。其中包含2片33GHz帶寬InP材料做成的放大器，可以同時支持2個通道的信號輸入；2片InP材料做成的觸發(fā)芯片以及1片InP材料做成的80GSa/s的采樣保持電路；所有芯片采用快膜封裝技術(shù)封裝在一個密閉的屏蔽腔體內(nèi)。

　　圖3.2采用InP材料的示波器前端芯片

　　隨著信號頻率和數(shù)據(jù)速率的提高，對于示波器帶寬的需求越來越高。如果沒有能力設(shè)計高帶寬的放大器前端，或者現(xiàn)有的硬件技術(shù)無法提供足夠高的帶寬時，有時會采用一些其他的方式來提升帶寬，其中常用到的是DSP帶寬增強和頻帶交織技術(shù)。

　　DSP帶寬增強技術(shù)實際上是一種數(shù)字DSP處理技術(shù)。采用數(shù)字DSP處理技術(shù)的初衷并不是為了增強帶寬，而是為了進行頻響校正。一般寬帶放大器在帶內(nèi)各個頻點的增益不一定是完全一致的，所以寬帶放大器通常會有一個帶內(nèi)平坦度指標(biāo)衡量增益的波動情況。通過用數(shù)字技術(shù)補償頻響波動可以在帶內(nèi)獲得比較平坦的頻響曲線，獲得更準確的測量結(jié)果。進一步地，為了充分利用帶寬以外頻點的能量，可以通過數(shù)字處理技術(shù)把帶寬以外一部分頻率成分的能量增強上去，這樣-3dB對應(yīng)的頻點就會右移，相當(dāng)于帶寬提高了。圖3.3顯示了帶寬增強對系統(tǒng)頻響特性的改變。帶寬增強技術(shù)在提高帶寬的同時也會提升系統(tǒng)的高頻噪聲，所以這種技術(shù)雖然提高了帶寬，但增加了噪聲。帶寬增加越多，噪聲的放大比例越大。因此，帶寬增強技術(shù)雖然實現(xiàn)簡單，但不適用于大比例增加系統(tǒng)帶寬。反過來，用數(shù)字處理技術(shù)還可以根據(jù)需要壓縮帶寬。帶寬壓縮的同時一部分頻率成分的噪聲也被濾掉，所以在不需要高帶寬時可以降低系統(tǒng)噪聲。帶寬增強和壓縮技術(shù)在很多高端示波器上都有使用。

　　圖3.3DSP帶寬增強技術(shù)

　　除了DSP帶寬增強以外，頻帶交織技術(shù)也是另一種提升帶寬的方法。頻帶交織技術(shù)是在頻域上把信號分成兩個或多個頻段處理，例如把輸入信號分成低頻段和高頻段兩個頻段分別采樣和處理，再用DSP技術(shù)合成在一起。圖3.4是頻帶交織技術(shù)實現(xiàn)的原理。例如，假設(shè)放大器硬件帶寬只能做到16GHz，而希望實現(xiàn)25GHz的帶寬，這就要把16GHz以下的能量濾波后用一個放大器放大后采樣，16~25GHz的能量經(jīng)濾波、下變頻后再用另一個放大器放大后采樣。這種方法推廣開來可以3個頻段或4個頻段復(fù)用實現(xiàn)更高的帶寬。但是有射頻知識的人都知道，硬件上是做不出來那么理想的濾波器，正好把需要的頻率都放進來，同時把不需要的頻率分量都濾掉的，而且寬帶信號的下變頻的過程會產(chǎn)生非常多的信號混疊和雜散問題。因此，使用這種方法后，如果硬件電路設(shè)計和數(shù)學(xué)修正方法不好，在頻段的交界點附近會有很大的問題，最典型的表現(xiàn)就是在頻段交界點附近噪聲會明顯抬高，信號失真明顯變大。

　　圖3.4頻帶交織技術(shù)實現(xiàn)原理

　　2.示波器的采樣率

　　被測信號經(jīng)過示波器前端的放大、衰減等信號調(diào)理電路后，接下來就是進行信號采樣和數(shù)字量化。信號采樣和數(shù)字化的工作是通過高速的A/D轉(zhuǎn)換器(ADC，模數(shù)轉(zhuǎn)換器)完成的，示波器的采樣率就是指對輸入信號進行A/D轉(zhuǎn)換時采樣時鐘的頻率。

　　圖3.5數(shù)字采樣的概念

　　真正輸入示波器的信號在時間軸和電壓軸上都是連續(xù)變化的，但是這樣的信號無法用數(shù)字的方法進行描述和處理，數(shù)字化的過程就是用高速ADC對信號進行采樣和量化的過程。經(jīng)過模數(shù)轉(zhuǎn)換后，在時間和電壓上連續(xù)變化的波形就變?yōu)橐粋�個連續(xù)變化的數(shù)字化的樣點，如圖3.5所示。

　　在進行采樣或者進行數(shù)字量化的過程中，如果要盡可能真實地重建波形，最關(guān)鍵問題是在時間軸上的采樣點是否足夠密以及在垂直方向的電壓的量化級數(shù)。水平方向采樣點的間隔取決于示波器的ADC的采樣率，而垂直方向的電壓量化級數(shù)則取決于ADC的位數(shù)。

　　對于實時示波器來說，目前普遍采用的是實時采樣方式。所謂實時采樣，就是對被測的波形信號進行等間隔的一次連續(xù)的高速采樣，然后根據(jù)這些連續(xù)采樣的樣點重構(gòu)或恢復(fù)波形。在實時采樣過程中，很關(guān)鍵的一點是要保證示波器的采樣率要比被測信號的變化快很多。那么究竟要快多少呢？可以參考數(shù)字信號處理中的奈奎斯特(Nyquist)定律。Nyquist定律告訴我們，如果被測信號的帶寬是有限的，那么在對信號進行采樣和量化時，如果采樣率是被測信號帶寬的2倍以上，就可以完全重建或恢復(fù)出信號中承載的信息。

　　圖3.6是滿足奈奎斯特采樣定律的情況：被測信號的帶寬為B，示波器的采樣率為Fs。當(dāng)用Fs的采樣率對帶寬為B的信號進行采樣時，從頻譜上看以Fs的整數(shù)倍為中心會出現(xiàn)重復(fù)的信號頻譜，有時稱為鏡像頻譜。如果B2B時，信號的各個鏡像頻譜不會產(chǎn)生重疊，就可以在采樣后通過合適的重建濾波器把需要的信號恢復(fù)出來。

　　圖3.7是不滿足奈奎斯特采樣定律的情況：如果B>Fs/2或者說Fs<2B時，信號的各個鏡像頻譜可能會產(chǎn)生重疊，這時我們稱信號產(chǎn)生了混疊，混疊后無論采用什么樣的濾波方式都不可能再把信號中承載的信息無失真地恢復(fù)出來了。

　　圖3.6滿足奈奎斯特條件時采樣到的信號的頻譜

　　圖3.7不滿足奈奎斯特條件采樣時的頻譜混疊

　　更嚴重的混疊情況發(fā)生在示波器的采樣率低于被測信號頻率的情況下。為了更清楚地展示這個問題，下面通過一個例子，看看對同一個正弦波信號用不同采樣率采樣時會發(fā)生什么現(xiàn)象。

　　圖3.8和圖3.9是示波器分別用20GSa/s的采樣率和5GSa/s的采樣率對1.7GHz的正弦波進行采樣并重建波形的情況，兩張圖都可以清晰看到原始信號的波形并可以相對準確地測量到信號的頻率等參數(shù)。

　　圖3.8用20GSa/s的采樣率對1.7GHz的正弦波采樣得到的信號波形

　　圖3.9用5GSa/s的采樣率對1.7GHz的正弦波采樣得到的信號波形

　　接下來所有情況不變，我們把示波器的采樣率分別設(shè)置到2.5GSa/s和1GSa/s，此時1.7GHz的正弦波信號經(jīng)示波器采樣和重建以后，在示波器屏幕上仍然能看到一個正弦波信號，但是仔細觀察會發(fā)現(xiàn)，這個正弦波信號的頻率的測量結(jié)果是分別是800MHz和300MHz如圖3.10和圖3.11所示。這時就是產(chǎn)生了信號的混疊：雖然在示波器上仍然能看到一個波形，而且波形看起來沒有太大問題，但頻率是發(fā)生了搬移的，有時又稱為假波。

　　圖3.10用2.5GSa/s的采樣率對1.7GHz的正弦波采樣得到的信號波形

　　圖3.11用1GSa/s的采樣率對1.7GHz的正弦波采樣得到的信號波形

　　假波的特點是在屏幕上的顯示是不穩(wěn)定的，而且隨著采樣率的變化波形的頻率會發(fā)生變化。如果被測信號是數(shù)字信號或者脈沖信號，其頻譜成分會更加復(fù)雜，這時不一定是信號頻率發(fā)生變化才表示產(chǎn)生了混疊，很多時候上升、下降沿形狀的不穩(wěn)定的跳動也可能是由于信號混疊造成的。避免假波或混疊的根本方法是保證示波器的采樣率是被測信號帶寬的2倍以上。示波器前面的放大器、衰減器等信號調(diào)理電路都有一定的帶寬，這就是示波器標(biāo)稱的硬件帶寬，因此超過示波器帶寬的信號頻率成分即使能進入示波器內(nèi)部也已經(jīng)被衰減得比較厲害�，F(xiàn)在的數(shù)字示波器的最高采樣率一般都可以保證采樣率超過示波器帶寬的2倍以上(考慮到示波器的頻響方式的不同，實際示波器的最高采樣率可能會是其帶寬的2.5倍或4倍以上)，但是在實際使用中，由于內(nèi)存深度的限制，示波器有可能會在時基刻度打得比較長時降低采樣率，這時就需要特別注意混疊或者假波的產(chǎn)生。如果實在需要采集比較長的時間同時又需要比較高的采樣率，可以考慮擴展示波器的內(nèi)存深度或者采用其他的采樣方式(例如分段存儲)。

　　對于帶限的調(diào)制信號來說(例如1.7GHz的載波，調(diào)制帶寬為10MHz)，如果示波器的采樣率雖然不滿足信號載波頻率的2倍以上的要求，但是滿足信號調(diào)制帶寬2倍以上的條件。此時有可能采樣到的信號雖然載波頻率發(fā)生了搬移，但是信號的調(diào)制信息還完整保留，這時仍然可以對信號進行正確的解調(diào)。這種采樣方式有時又稱為欠采樣，在無線通信的信號采樣中有廣泛應(yīng)用。欠采樣實現(xiàn)了類似數(shù)字下變頻的效果，在欠采樣情況下，示波器可以用比較低的采樣率進行采樣，因此節(jié)約了內(nèi)存深度，從而可以采集更長的時間，欠采樣是我們在進行信號解調(diào)時比較常用的一種采樣方式。但是注意的是，欠采樣也要滿足采樣率是信號帶寬2倍以上的條件，同時要保證混疊以后的信號頻譜不要跨越相鄰的奈奎斯特區(qū)間，因此需要慎重使用。

　　為了避免信號的混疊，放大器后面A/D采樣的速率至少在帶寬的2倍以上甚至更高。隨著高帶寬示波器的帶寬達到了幾十GHz以上，目前市面上根本沒有能支持這么高采樣率的單芯片的ADC，因此目前市面上高帶寬示波器無一例外都需要使用ADC的交織技術(shù)，即使用多片ADC交錯采集以實現(xiàn)更高的采樣率。

　　圖3.12是TI公司提供的一種對其高速ADC進行交織的實現(xiàn)方式(來源：www.ti.com)。在進行交織時，信號經(jīng)放大后分為2路，送給2片ADC芯片采樣，2片ADC的采樣時鐘有180°的相位差。這樣在一個采樣時鐘周期內(nèi)2片ADC共采了2個樣點，相當(dāng)于采樣率提高了1倍。經(jīng)2片ADC分別采樣后，后續(xù)軟件在做波形顯示時需要把2片ADC采到的樣點交替顯示，從而重構(gòu)波形。

　　圖3.12典型的ADC交織方式

　　要實現(xiàn)多片ADC的拼接，要求各片ADC芯片的偏置、增益的一致性要好，而且對信號和采樣時鐘的時延要精確控制。偏置和增益的一致性相對比較好解決一些，例如可以通過校準消除其偏置和增益誤差。但是信號和采樣時鐘的時延控制就比較難了，因為高帶寬示波器中使用的ADC的采樣時鐘的一個周期只有幾十ps，ps級的誤差或者抖動都會造成非常大的影響。圖3.13顯示了當(dāng)2片ADC的時鐘相位差不是理想的180°時對波形重建造成的影響。

　　圖3.13不理想的ADC芯片拼接帶來波形失真

　　當(dāng)采用多片ADC在PCB板上直接進行拼接時，由于PCB上走

　　圖3.14采樣保持后再進行信號分配的ADC拼接方式

　　線時延受環(huán)境溫度、噪聲等影響比較大，很難實現(xiàn)精確的時延控制，所以在PCB板上直接進行簡單的ADC拼接很難做得非常好。而對于示波器來說，由于其采樣率高達幾十GHz，因此幾個ps的走線延時都會對系統(tǒng)性能產(chǎn)生非常大的影響。為了解決這個問題，比較好的方法是先進行采樣保持，再進行信號的分配和采樣。如圖3.14所示，由于采樣保持電路集成在前端芯片內(nèi)部，在芯片內(nèi)可以做很好的屏蔽和時延控制，所以采樣點時刻的控制可以非常精確。而送給PCB板上各ADC芯片的信號由于已經(jīng)經(jīng)過采樣保持，所以信號會保持一段時間。這樣即使在PCB板上的信號路徑或ADC的采樣時鐘有些時延誤差或抖動，只要其范圍不超過一個采樣時鐘周期，就不會對采集到信號的幅度以及最后的波形重建造成影響。

　　3.示波器的內(nèi)存深度

　　對于高速的數(shù)字實時示波器來說，由于其采樣率很高，這個高速的數(shù)據(jù)以現(xiàn)有的數(shù)字處理技術(shù)是不可能實時處理的。所以數(shù)字示波器在工作時都是先把信號采集一段到其高速緩存中，然后再把緩存中的數(shù)據(jù)讀出來顯示。這段緩存的深度，有時也稱為示波器的內(nèi)存深度，決定了示波器在進行一次連續(xù)采集時所能采集到的最長的時間長度。通常用以下公式計算示波器能夠一次連續(xù)采集的波形長度：時間長度=內(nèi)存深度/采樣率。

　　需要注意的是，一般我們所說的示波器的內(nèi)存深度是這臺示波器配置的最大內(nèi)存深度。由于內(nèi)存深度設(shè)置很深時示波器要處理的數(shù)據(jù)量很多，可能波形的更新速度會很慢。很多示波器廠商為了改善用戶使用的感受，默認會根據(jù)示波器時基刻度的調(diào)整自動調(diào)整所用的內(nèi)存深度。而當(dāng)內(nèi)存深度增加到最大仍然不足以保證采集更長的時間時，示波器通常會自動降低采樣率以獲得更長的采樣時間。圖3.15是示波器中常用的調(diào)整時基刻度和波形水平位置的旋鈕。

　　圖3.15示波器調(diào)整水平時基的旋鈕

　　因此，在增加示波器的時基刻度時，很重要的一點是注意觀察示波器采樣率的變化。如果示波器的內(nèi)存深度不足，在增大時基刻度時很容易造成采樣率的下降。如果要分析的是低速的信號，采樣率下降不會造成問題；但如果要分析的是高頻的信號、很窄的脈沖或者Burst的高速數(shù)據(jù)流，采樣率的下降就有可能造成信號的失真或者混疊。很多示波器也支持手動設(shè)置示波器的采樣率和內(nèi)存深度，手動設(shè)置后示波器的采樣率和內(nèi)存深度一般不會再隨著時基刻度的變化而變化，但是示波器能夠采集的最長的時間長度也定死了。圖3.16是一個例子，示波器的采樣率是80GSa/s，內(nèi)存深度是800k樣點，總共采集的波形時間長度=(800k/80G)=10μs。

　　圖3.16以80GSa/s的采樣率采集800k樣點的波形

　　如果出于保證測量精度的考慮，示波器的采樣率不能下降，但同時還想采集更長的時間長度，只有擴充示波器的內(nèi)存深度。由于示波器的內(nèi)存是高速的緩存，而且大內(nèi)存的管理對數(shù)據(jù)處理速度的要求也很高，需要專門的數(shù)據(jù)處理芯片，因此示波器的內(nèi)存深度擴展的價格一般都非常昂貴。目前市面上實時示波器中內(nèi)存深度最多可以達到每通道2G采樣點。

　　4.示波器的死區(qū)時間

　　前面介紹過，對于模擬示波器來說，由于沒有數(shù)據(jù)處理的中間環(huán)節(jié)，信號通過掃描直接在屏幕上顯示，除了回掃的時間外，在信號捕獲和顯示上幾乎沒有間斷。而對于數(shù)字示波器來說，由于采樣率很高，現(xiàn)有的技術(shù)又無法對這么大的數(shù)據(jù)量進行實時處理，所以采集完一段波形后必須停下來等待數(shù)據(jù)處理和顯示。如圖3.17所示，在這段處理和顯示的時間段內(nèi)，示波器不響應(yīng)觸發(fā)也不進行波形捕獲，因此這段時間稱為示波器的死區(qū)時間(DeadTime)。

　　圖3.17死區(qū)時間的概念

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